AN6032 FAN4800 Combo 概述 PFC

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应用指南 AN6032
FAN4800 Combo 控制器应用
概述
PFC 级
本应用指南介绍高性能电源的逐步设计步骤。本文档中
的等式还可用于不同输出电压和总功率的计算。
FAN4800 上电
C12 通过 R27 和 R28 充电至 13V 后，FAN4800 就会被初
始化。 PFC 开关动作可使 C5 增压至 380V （通过 L1 电
感）。T2 随后会向 FAN4800 的次级绕组提供一个经过良
好调节的 13V 电压。 T2 的初级与次级匝数比 (NPRI /
NSEC) 等于 18.8:1。 为确保电路正常工作，提供具有低
ESR 的陶瓷或薄膜电容作为 VCC 和 VREF 的高频旁路电
容。如果 D2 在升压开关 Q1 开启之前将升压电容快速充
电至峰值交流线路电压，那么在一启动时就能实现有序
的 PFC 操作。这能确保升压电感电流在 PFC 动作开始
前为零。C5 上调节电压的值必须始终高于提供给电源的
图 6 和图 7 中所示的完整电源电路表明 FAN4800 能在管
理高输出功率的同时符合有关交流线路质量的国际标
准。 PFC 部分可为双晶体管电流模式正向转换器提供
380VDC 电源。转换器可提供输出电流最高为 8.4A 的
+12V 电压。该电路的工作电压为 85 至 265VAC，两个
电源部分均以 100kHz 频率开关。
D2
1N5406
L1
F1
3.15A
VDC / +380V
BR1
4A, 600V
KBL06
AC INPUT
C1
85 TO 265Vac 0.68uF
R2A
453k
Q1
FQPF9N50
R21
22
D9
MBRS
140
Q2
FQPF
6N50
R17
33
R7A
178k
C25
0.1uF
R30
4.7k
D5
RGF1J
R28
240
R1B
500k
R3
110k
C5
100uF
450V
C4
10nF
R27
75k
R2B
453k
C3
0.1uF
Q2G
Q1G
R1A
500k
ISENSE
R5D
R5C 1.2
R5B 1.2
R5A 1.2
1.2
D3
RGF1J
D1
ISL9R460P2
T1B
C12
10uF
35V
C30
330uF
25V
R7B
178k
D7
MMBZ5245B
C2
0.47uF
Q3G
R4
15.4k
R6
41.7k
T1A
R20A
2.2
U1
IEAO
R20B
2.2
R19
220
R9
1.1k
FAN4800
1
D6
RGF1J
RAMP2 / DC ILIMIT
R15
3
C7
NOT USED
C6
1.5nF
R12
71.5k
Q3
FQPF6N50
C20
1uF
R10
6.2k
R31
100
T2
R14
33
VEAO
16
VFB
15
VREF
14
Q4
MMBT3904
VFB
2
IAC
3
ISENSE
4
VRMS
VCC
13
5
SS
PFC OUT
12
6
VDC
PWM OUT
11
10
D4
MMBZ5245B
VREF
R13
10k
VCC
R11
845k
C10
15uF
RAMP1
7
RAMP1
GND
8
RAMP2
DC ILIMIT
D8
MBRS
140
9
D12
1N5401
D13
1N5401
D10
MBRS
140
R8
2.37k
C26
100nF
C19
1uF
R16
10k
C31
1nF
C16
1uF
C15
10nF
C14
1uF
C13
0.1uF
C9
10nF
C8
68nF
C18
470pF
VDC
C11
10nF
C17
220pF
PRI GND
图 1. PFC 级
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最大线路电压的峰值。
VC 5 > 2Vin( rms _ max)
(1)
VC 5 > ( 1.414 ) × ( 265 )
VC 5 > 375V
D=
use 380V
=
( 2)
=
( 380 ) ⋅ (1 × 105 ) ⋅ (0.15 ) ⋅ (100 )
1 4 2Vin( rms _ min)
−
2
3π VO
I Q1 peak = I in( peak _ max) +
( 3)
=
( 4)
=
2PO(max)
ηVin( rms _ min)
+
(8)
4 ⋅ ( 1.414 ) ⋅ ( 85 )
1
−
2 3 ⋅ ( 3.1416 ) ⋅ ( 380 )
ΔI
2
(V
O
)
− 2Vin( rms _ min) ⋅ 2Vin( rms _ min)
VO ⋅ f S ⋅ L1
(9)
(1.414 ) ⋅ (100 ) + {380 − ( 1.414 ) ⋅ ( 85 )} ⋅ (1.414 ) ⋅ ( 85 )
(0.95 ) ⋅ ( 85 )
( 380 ) ⋅ (1 × 105 ) ⋅ ( 3 × 10 −3 )
= 2.025 A
其 中， Iin(peak_max)
是 低 压 时 的 输 入 电 流 峰 值，
Vin(rms_min) 是最小线路电压有效值，PO(max) 是最大输出
功率， h 是效率。 Iin(peak_max) 定义 DI 的值，其中 dI 是
指定的百分率。 IL(max) 是电感最大电流。
升压二极管平均电流可由下式计算得出：
I D1avg = I O(max)
( 5)
ΔI = dI × I in( peak _ max)
use 3.0mH
1 4 2Vin( rms _ min)
−
2
3π VO
(1.414 ) ⋅ ( 100 )
( 0.95 ) ⋅ ( 85 )
= 1.06 A
I L(max) = I in( peak _ max) +
{380 − (1.414 ) ⋅ ( 85 )} ⋅ ( 85 ) ⋅ (0.95 )
ηVin( rms _ min)
FAN4800 PFC 部分采用连续电感电流工作，可将峰值电
流减至最小，同时实现最大可用功率。升压电感值通过
设定高频电流的峰峰值 DI 而得，通常为最大线路电流峰
值的 10% 到 20%。
η
)
− 2Vin( rms _ min) ⋅ Vin( rms _ min)2 ⋅η
VO ⋅ f S ⋅ dI ⋅ PO(max)
2PO(max)
=
PO(max)
O
I Q1rms = 2I in( rms _ max)
选择功率元件
Pin(max) =
(V
升压二极管 D1 和开关 Q1 在 500V 反向电压额定值条件
下选定，可安全地耐受 380V 升压。最大 Q1 有效值电流
通过等式 8 可获得，最大 Q1 峰值电流通过等式 9 可计
算得出。
R7 A + R7 B
= 151
R8
2Pin(max)
(7)
f S × ΔI
= 3.128mH
R7 A + R7 B VC 5
=
−1
R8
2.5
Vin( rms _ min)
D × 2Vin( rms _ min)
2
=
分压比 (R7A+R7B)/R8 由下式计算得出：
I in( peak _ max) =
( 6)
VO
L1 =
由于 FAN4800 使用跨导放大器，环路补偿网络将返回至
地（有关误差放大器的特性 / 优势，请参见 FAN4800 数
据手册） 。这样可消除阻性分压器网络与环路补偿电容
之间的相互影响，允许较宽的分压值选择范围，从而最
大程度降低输入偏置电流导致的放大器失调电压。为确
保可靠操作， R7A 和 R7B 必须具有至少 400V 的电压额
定值。
R7 A + R7 B 380
=
−1
R8
2.5
VO − 2Vin( rms _ min)
=
ΔI
=
2
占空比 D 和开关频率 fS 影响电感选型。
PO(max)
VO
(10 )
100
= 0.26 A
380
如果线路电压被突然移除，则选择允许给定输出电压保
持时间的升压电容值。
C5 ≥
2PO(max)tHLD
VC 5( NOM )2 − VC 5( MIN )2
(11)
其中：
tHLD = 保持时间 （秒）
VC5(min) = C5 上的最小电压，此时 PWM 级依然可输出
全部功率
使用前沿 / 后沿调制的一个重要优势是：大部分电感电流
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输出电流为 228.57mA。
会直接 “ 倾泻 ” 至负载 （PWM 级变压器）而非升压电
容。这样可以降低升压电容的 ESR 要求。例如，选择 C5
的最大纹波电流额定值 （频率为 120Hz）时，应使用等
式 12 作为起始点。
I C5 _ rms =
(I
peak
IO( C5 )
( R1A + R1B ) ≥
( R1A + R1B ) ≥
(12 )
2
= 2 ⋅ IC5 _ rms
)
k 2Vin( rms _ min) (VEAO(max) − 0.625 )
228.57 × 10 −6
(0.35 ) ⋅ (1.414 ) ⋅ ( 85 )(6 − 0.625 )
(17 )
228.57 × 10 −6
use 1M Ω
( R1A + R1B ) ≥ 989.38kΩ
(12a )
4. 选择电流感测电阻值，完成功率设置元件的计算。
选择功率设置元
R5 A || R5 B || R5C || R5 D ≤
PFC 级提供的最大平均功率可通过下列步骤设置：
1. 确 定 一 个 阻 性 分 压 比，使 最 小 线 路 电 压 条 件 下 的
VRMS 引脚电压等于 1.14V。该引脚处的电压必须经
过良好滤波，同时要能够良好响应瞬变线路电压的变
化。
R4
1.14 ⋅ π
=
RTOT 2 2Vin( rms _ min)
RMULO ⋅ kM (VEAO(max) − 0.625 ) ⋅η
(18)
PO(max) ( R1A + R1B )
( 3.5 × 10 ) ⋅ ( 2529 )(6 − 0.625 ) ⋅ (0.95 )
(100 ) (1 × 10 )
3
R5 A || R5 B || R5C || R5 D ≤
R5 A || R5 B || R5C || R5 D ≤ 0.452Ω
(13)
6
use 0.3Ω
其中：
RMULO = 乘法器输出端接电阻 (3.5k)。
典型示例中的电阻和电容值根据经验可知，提供最低
的纹波电压，同时仍然能对线路电压的变化作出良好
响应。若所需比例与等式 13 中的差别较大，则可根
据等式 14 和 15 调节滤波器电容值。
C3 =
RTOT
2π f 1 ⋅ ( R2 A + R2 B ) ⋅ ( R3 + R4 )
⎛
⎞
R4 ⋅ RTOT
⎜⎜ 1 +
⎟
+
⋅
+
R
R
R
R
( 2 A 2 B ) ( 3 4 ) ⎟⎠
C2 = ⎝
2π f 2 ⋅ R4
电压环路补偿
稳定的 PFC 部分的最大瞬态响应可在开环交越频率等于
线路频率的一半时获得。对于该应用，补偿元件 （极点
/ 零点对）的选择依据为：闭环响应以 20dB/ 十倍频程速
度下降，在 30Hz 时交越单位增益，然后立即下降至
40dB/ 十倍频程。误差放大器极点设为 30Hz，有效零点
为该频率的十分之一，即 3Hz。确定功率级的交越频率
(GPS = 1)。例如，等式 20 中可确定功率级极点，而等式
21 可确定功率级直流增益。
(14 )
(15)
其中：
VBOOST
f1 = 15Hz, f2 = 23Hz
R7
RTOT = R2A + R2B + R3 + R4
FB
VEAO
15
16
2. 在等式 16a 中确定乘法器增益 k 的比例常数 kM。要
在低于最低输入电压的情况下进行 “ 掉电 ” 操作，那
么在确定 kM 值时，必须使用乘法器的最大增益。最
大增益 (0.35) 在乘法器的 VRMS 输入等于 1.14V 时获
得。等式 16 是乘法器增益与线路电压关系的一般表
达式。
k=
kM
Vrms 2
R11
2.5V
C9
C8
图 2. 电压放大补偿
(16 )
(16a )
kM = kVin( rms _ min)2
= ( 0.35 ) ⋅ ( 85 )
R8
2
= 2528.75 ≈ 2529
3. — 选择 (R1A+R1B) 的值，在不使输出饱和的情况下，
该值要能使乘法器输出电流达到最大。乘法器的最大
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设定误差放大器高频增益的 R11 值可由下式确定 :
fC =
=
Pin(max)
2π VO (VEAO(max) − 0.625 ) C5
PO(max)
2πηVO (VEAO(max) − 0.625 ) C5
55.29
70 × 10 −6
= 789.8k Ω
=
use 845kΩ
计算 C8 ；该值与 R11 一同将零电平频率设为 3Hz。
= 82.02Hz
C8 =
1
π RLC5
( 25 )
=
(19 )
100
=
( 2 ) ⋅ ( 3.1416 ) ⋅ (0.95 ) ⋅ ( 380 ) ⋅ (6 − 0.625 ) ⋅ (100 × 10 −6 )
fP =
GEA
gM
R11 =
( 20 )
=
1
3.1416
1444
⋅
(
)(
) ⋅ (100 × 10 −6 )
1
2π R11 f Z
( 26 )
1
( 2 ) ⋅ ( 3.1416 ) ⋅ ( 845 × 103 ) ⋅ ( 3)
= 62.8nF
= 2.20Hz
use 68nF
由于极点频率是零点频率的十倍，因此极点电容 C9 是
C8 的十分之一。
其中：
C8
10
68 × 10 −9
=
10
= 6.8nF
( 27 )
C9 =
V 2
RL = O
PO(max)
GPS ( DC ) =
=
2 fC
fP
( 21)
(1.414 ) ⋅ ( 82.02 )
= 52.72
电流环路补偿
2.20
( 34.44dB )
电流环路补偿与电压环路补偿类似，但开环交叉频率的
选择有所不同。为了避免与电压环路相互作用，电流环
路带宽应当比电压环路交越频率高十倍，但不超过开关
频率的六分之一，即 16.7kHz。功率级的交越频率通过
等式 28 计算得出，极点频率通过等式 29 计算得出，功
率级直流增益通过等式 30 计算得出。
30Hz 时的功率级增益可由下式计算得出：
fC
30
82.02
=
30
= 2.734 ( 8.736dB )
GPS( 30 Hz ) =
use 10nF
( 22 )
VREF
根据等式 23，功率级增益可通过阻性分压器 (R7A+R7B)/
R8 进行衰减：
GND
3.5k
R12
14
R8
R7 A + R7 B + R8
C6
VREF
10
1
VEAO
IEAO
IAC
GRDIV =
C7
R5A R5B R5C R5D
( 23)
3.5k
ISENSE
2.37
=
178 + 178 + 2.37
= 6.613 × 10 −3 ( −43.59dB )
3
图 3. 电流放大补偿
使开环增益在 30Hz 时变为单位增益所需的误差放大器
增益量是功率级增益与分频级增益之和的负数（衰减）：
GEA = − ( GPS( 30 Hz ) + GRDIV )
( 24 )
= − ( 8.736 + ( −43.59 ) )
= 34.854dB
( 55.29V / V )
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极点电容 C7 是 C6 的十分之一。
fC =
=
( R5 A || R5B || R5C || R5D )VO
2π L1VRAMP( P−P )
C6
10
1.5 × 10 −9
=
10
= 150 pF
( 28 )
(0.3)( 380 )
( 2 ) ⋅ ( 3.1416 ) ⋅ ( 3 × 10−3 ) ⋅ ( 2.75 )
= 2.2kHz
fP =
=
1
PWM 级
( 29 )
π RLC5
软启动 PWM 级
1
( 3.1416 ) ⋅ (1444 ) ⋅ (100 × 10−6 )
= 2.20Hz
=
FAN4800 具有专用的软启动引脚，可控制输出电压的上
升速率，同时防止上电过冲。 PFC 电压到达其标称值之
前，控制器都不会发起软启动操作，从而可防止 PFC 电
流过大导致的输出电压停止。如果发生 FAN4800 电源丢
失事件或 PFC 升压降低到 228VDC 以下， PWM 操作便
会终止。延迟为 50ms 时的电容值 (C19) 可由等式 36 确
定。
same as (20)
2 fC
fP
GPS( DC ) =
( 30 )
(1.414 ) ⋅ ( 2.20 × 103 )
2.20
= 1414
⎛ 20 × 10 −6 ⎞
C19 = ( tSS ) ⋅ ⎜
⎟
⎝ 0.95 ⎠
⎛ 20 × 10 −6 ⎞
= ( 0.05 ) ⋅ ⎜
⎟
⎝ 0.95 ⎠
( 63.0dB )
确定 16.7kHz 时的电源级增益。
fC
16.7 × 10 3
2.20 × 10 3
=
16.7 × 10 3
= 1.32 × 10 −1
( 31)
GPS( 16.7 kHz ) =
( 35)
C7 =
( 36 )
= 1μ F
设置振荡器频率
( −17.60dB )
提供一个版本的 FAN4800。在 FAN4800IN 中，PFC 和
PWM 的工作频率相同。
电流环路不含衰减电阻，因此误差放大器可由下式获得：
GEA = − ( −GPS( 16.7 kHz ) )
FAN4800IN
( 32 )
一般而言，最好选择一个小数值电容 C18，使振荡器占
空比最大 （C18 放电时间最小）。电容值过小会增加振
荡器对于相位调制 （由进入该节点的杂散场电压电感造
成）的敏感度。实际情况中，选择的 C18 的值为 470pF。
等式 37 中大于 10k 的 R6 的值都是准确的。
= − ( −17.60 )
= 17.60dB
(7.58V / V )
确定电流误差放大器设置电阻 R12 的阻值。
R12 =
R6 ≅
GEA
( 33)
g M ( CE )
7.58
85 × 10 −6
= 89.2k Ω
≅
=
=
( 37 )
1
(0.51) ⋅ (1 × 105 ) ⋅ ( 470 × 10 −12 )
≅ 41.7k Ω
use 71.5k Ω
限流
计算 1.67kHz 时形成零点的 C6 值。
C6 =
1
0.51 ⋅ f SW C18
1
2π R12 f Z
PWM 功率级在电流模式下工作，使用 R20A 和 R20B 产
生电压斜坡，用于占空比控制。 FAN4800 通过内部 1V
比较器限制最大初级端电流；超过最大初级端电流则会
( 34 )
1
( 2 ) ⋅ ( 3.1416 ) ⋅ (71.5 × 103 ) ⋅ (1.67 × 103 )
= 1.33nF
use 1.5nF
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D3
RGF1J
VDC / +380V
Q2G
C5
100uF
450V
Q2
FQPF
6N50
R17
33
R7A
178k
C25
0.1uF
T1B
R7B
178k
C12
10uF
35V
R30
4.7k
D5
RGF1J
D7
MMBZ5245B
D11A
MBR2545CT
D11B
MBR2545CT
Q3G
Q3
FQPF6N50
T1A
R20A
2.2
VEAO
15
ISENSE
VREF
14
VRMS
VCC
13
3
4
R23
1.5k
R22
8.66k
C22
4.7uF
U2
MOC8112
Q4
MMBT3904
R26
10k
D4
MMBZ5245B
VREF
C23
100nF
R13
10k
U3
TL431A
R25
2.26k
VCC
5
SS
6
VDC
7
RAMP1
8
RAMP2
PFC OUT
12
PWM OUT
11
GND
10
DC ILIMIT
D8
MBRS
140
9
12V RET
12V
RETURN
R11
845k
C10
15uF
R16
10k
D10
MBRS
140
R8
2.37k
C19
1uF
R18
220
R9
1.1k
VFB
IAC
R24
1.2k
R20B
2.2
16
VFB
2
D6
RGF1J
R19
220
FAN4800
IEAO
C21
2200uF
25V
RAMP2 / DC ILIMIT
R15
3
C7
NOT USED
C6
1.5nF
U1
1
C24
1uF
C20
1uF
R10
6.2k
R12
71.5k
12V,
100W
T2
R14
33
R6
41.7k
12V
L2
C16
1uF
C15
10nF
C31
1nF
C14
1uF
C13
0.1uF
C9
10nF
C8
68nF
C18
470pF
VDC
C11
10nF
C17
220pF
PRI GND
图 4. PVM 级
求解等式 40 即可得到斜坡电阻值。斜坡电容值应当在
470pF ~ 10nF 的范围内。选择具有适当电压额定值、能
耐受升压的电阻。
终止驱动至外部功率 MOSFET。最大初级端电流为：
I PRI ( MAX ) =
1
R20 A || R20 B
( 38)
2.2 + 2.2
2.2 × 2.2
= 0.91Amps
=
RRAMP =
σ ( MAX )
⎛
⎞
VREF
C RAMP f SW ln ⎜ 1 −
⎟
V
+
0.5V
O
R ⎠
⎝
( 40 )
电压模式 （前馈）
其中：
若使用了电压模式控制，则必须知道 C5 的峰值电压，以
便选择合适的斜坡生成元件。等式 39 可确定最差情况下
的 C5 峰峰值纹波电压。要确定峰值电压，可将纹波电压
除以 2，然后将其与调节后的升压相加。请记住，由于
FAN4800 采用前沿 / 后沿调制，因此实际峰峰纹波电压
通常远低于计算值。
2
VR( C 5 ) = I OUT ( C 5 )
⎛ 1 ⎞
2
⎜
⎟ + ESR ( C5 )
⎝ 4π f LC5 ⎠
s(MAX) = 最大 PWM 占空比 （FAN4800 为 0.45）
VR = 等式 39 中的峰峰升压电容纹波电压。
功率变压器匝数比
T2 次级端的最小输出电压可通过等式 41 确定。 选择的
( 39 )
其中：
fL = 线路频率
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应用指南
AN6032
要重新选择某些元件，从 PFC 级开始考虑。 T2 匝数比
必须根据等式 42 调节，并加入另一个具有相同匝数比的
低电流次级端绕组，其初始电压为 +12V。该次级绕组对
于 TL431/ 光电电路的供电而言是必需的，因为 3.3V 输
出不足以完全偏置反馈电路。可能会增大 C21 以降低输
出纹波电压。图5显示的是提供16A电流的3.3V输出级。
次级端电压为 30V，可增加输出电压保持时间。
VOUT
VSEC( MIN ) =
σ ( MAX )
+ VF
( 41)
12
+ 1.0
0.45
= 27.7Volts
=
变压器匝数比由等式 42 获得：
N PRI
VO
=
N SEC VSEC( MIN )
UF4001
( 42 )
3.3V, 16A
380
30
: N SEC = 38 : 3
=
N PRI
VOUTPUT
L2
D11A
C24
D11B
C21
T2
输出短路的最大次级端电流由等式 43 限定：
I SEC( MAX ) =
I PRI ( MAX ) N PRI
N SEC
R23
( 43)
R22
10.2k
C22
U2
MOC8112
(0.91) ⋅ ( 38 )
=
3
= 11.5Amps
R26
U3
TL431A
选择的输出电感和整流器具有高于最大次级端电流的最
大额定电流。
输出滤波器元件选型
C23
R25
31.6k
图 5. 3.3V 输出级
选择的 L2 值能最大限度地有效减小输出纹波电流，从而
放宽对滤波器电容的 ESR 要求。 C21 的 ESR 值是输出
纹波的主导因素。所需的最大 ESR 值在等式 44 中确定：
ESR( C 21 ) ≤
VR L2 f SW
VSECσ ( MAX )
( 44 )
其中：
VR = 峰峰输出纹波电压。
输出电压补偿
TL431 分流调节器 U3 和光电隔离器 U2 执行输出电压设
置与调节。光电元件跨接在初级到次级的安全边界上，
改变 VDC 引脚电压，保持输出电压恒定不受线路和负载
变化的影响。使用电流模式控制可简化环路补偿，使输
出级只有单极点和零点。极点由输出电容和等效负载电
阻形成。零点由滤波器电容及其 ESR 形成。本例中，零
点操作就发生在闭环响应越过单位增益后，因此极点不
对其进行补偿。输出极点被取消，通过将 R26 与 C23 相
加增加总带宽，与 TL431 形成零点。有关使用 TL431 的
更多信息，包括增益 / 相位与频率特性的关系，请参见飞
兆半导体 TL431 数据手册。
3.3V 输出设计变化
最新的微处理器和支持电路要求采用 3.3V 电源确保正常
工作。 FAN4800 非常适合这些应用，包括节能环保的 “
绿色 ”PC。若所需的总输出功率远大于 100W，则有必
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D13
1N5401
D12
1N5401
RAMP1
R5D
R5C 1.2
R5B 1.2
R5A 1.2
1.2
ISENSE
AC INPUT
C1
85 TO 265Vac 0.68uF
F1
3.15A
R31
100
C26
100nF
C3
0.1uF
C19
1uF
R4
15.4k
C2
0.47uF
R3
110k
R2B
453k
R2A
453k
BR1
4A, 600V
KBL06
C18
470pF
R1B
500k
R1A
500k
C11
10nF
C30
330uF
25V
R27
75k
8
7
6
5
4
3
2
1
R21
22
RAMP2
RAMP1
VDC
SS
VRMS
ISENSE
IAC
U1
C7
NOT USED
C6
1.5nF
R10
6.2k
R6
41.7k
R28
240
C4
10nF
Q1
FQPF9N50
D1
ISL9R460P2
DC ILIMIT
GND
PWM OUT
PFC OUT
VCC
VREF
VFB
VEAO
FAN4800
R12
71.5k
D9
MBRS
140
D2
1N5406
IEAO
Q1G
L1
9
10
11
12
13
14
15
16
C5
100uF
450V
C17
220pF
C12
10uF
35V
D8
MBRS
140
R7B
178k
R7A
178k
R8
2.37k
C31
1nF
VFB
D10
MBRS
140
C15
10nF
T1A
R15
3
C20
1uF
R9
1.1k
R20A
2.2
C16
1uF
VCC
C13
0.1uF
C14
1uF
R11
845k
R20B
2.2
T2
D11B
MBR2545CT
C8
68nF
VREF
C9
10nF
R16
10k
R13
10k
Q4
MMBT3904
NOTE :
PRI GND
C10
15uF
R23
1.5k
C24
1uF
VDC
U3
TL431A
U2
MOC8112
L2
R26
10k
C22
4.7uF
R25
2.26k
C23
100nF
R24
1.2k
C21
2200uF
25V
R22
8.66k
R18
220
12V
RETURN
12V RET
12V,
100W
12V
L1; PREMIER MAGNETICS TDS-1047
L2; PREMIER MAGNETICS VTP-05007
T1; PREMIER MAGNETICS PMGO-03
T2; PREMIER MAGNETICS TSO-735
VDC / +380V
D11A
MBR2545CT
RAMP2 / DC ILIMIT
D6
RGF1J
D5
RGF1J
Q3
FQPF6N50
Q2
FQPF
6N50
D4
MMBZ5245B
R19
220
Q3G
D7
MMBZ5245B
R14
33
T1B
R30
4.7k
Q2G
C25
0.1uF
R17
33
D3
RGF1J
AN6032
应用指南
图 6. 完整的 100W 电路（电流模式）
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D13
1N5401
D12
1N5401
RAMP1
R5D
R5C 1.2
R5B 1.2
R5A 1.2
1.2
ISENSE
AC INPUT
C1
85 TO 265Vac 0.68uF
F1
3.15A
R31
100
C26
100nF
C3
0.1uF
C19
1uF
R4
15.4k
C2
0.47uF
R3
110k
R2B
453k
R2A
453k
BR1
4A, 600V
KBL06
C18
470pF
R1B
500k
R1A
500k
8
7
6
5
4
3
2
1
R21
22
C11
C27
10nF 470pF
C30
330uF
25V
R27
75k
RAMP2
RAMP1
VDC
SS
VRMS
ISENSE
IAC
U1
C7
NOT USED
C6
1.5nF
R10
6.2k
R6
41.7k
R28
240
C4
10nF
Q1
FQPF9N50
D1
ISL9R460P2
R29
61.9k
DC ILIMIT
GND
PWM OUT
PFC OUT
VCC
VREF
VFB
VEAO
FAN4800
R12
71.5k
D9
MBRS
140
D2
1N5406
IEAO
Q1G
L1
9
10
11
12
13
14
15
16
C5
100uF
450V
C17
220pF
C12
10uF
35V
D8
MBRS
140
R7B
178k
R7A
178k
R8
2.37k
C31
1nF
VFB
D10
MBRS
140
C15
10nF
T1A
R15
3
C20
1uF
R9
1.1k
R20A
2.2
C16
1uF
VCC
C13
0.1uF
C14
1uF
R11
845k
R20B
2.2
T2
D11B
MBR2545CT
C8
68nF
VREF
C9
10nF
R16
10k
R13
10k
Q4
MMBT3904
NOTE :
PRI GND
C10
15uF
R23
1.5k
C24
1uF
VDC
U3
TL431A
U2
MOC8112
L2
R26
10k
C22
4.7uF
R25
2.26k
C23
100nF
R24
1.2k
C21
2200uF
25V
R22
8.66k
R18
220
12V
RETURN
12V RET
12V,
100W
12V
L1; PREMIER MAGNETICS TDS-1047
L2; PREMIER MAGNETICS VTP-05007
T1; PREMIER MAGNETICS PMGO-03
T2; PREMIER MAGNETICS TSO-735
VDC / +380V
D11A
MBR2545CT
RAMP2 / DC ILIMIT
D6
RGF1J
D5
RGF1J
Q3
FQPF6N50
Q2
FQPF
6N50
D4
MMBZ5245B
R19
220
Q3G
D7
MMBZ5245B
R14
33
T1B
R30
4.7k
Q2G
C25
0.1uF
R17
33
D3
RGF1J
AN6032
应用指南
图 7. 完整的 100W 电路（电压模式）
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应用指南
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