AN-9725 MOSFET-UniFET II

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AN-9725
谐振变换器用新品功率MOSFET-UniFETTM II耐用体二极管特性
引言
谐振变换器是一种十分令人关注的电源拓扑。与以前的
功率拓扑相比，这种变换器可提升功效，减少元器件数
量和抑制电磁干扰，因而在众多应用场合中得到了广泛
的应用。
软开关是谐振变换器的典型特征。 [1][2] 但是，谐振变换
器中使用的体二极管有时会导致系统故障。对于这类拓
扑，其中体二极管存储的电荷需要彻底地释放，防止产
生过高的电流和电压尖峰，包括dv/dt和di/dt。
因此，功率MOSFETs的一些关键参数，比如Coss(er)、Qrr,
以及反向恢复dv/dt，可直接影响谐振变换器的动态性
能。为适应谐振变换器，一种被称为UniFET™ II的新型
功率MOSFET得到了优化设计。它可以使得谐振变换器
具有提供更高的可靠性和工作效率。
谐振变换器的可靠性
为了减少开关损耗和降低功率MOSFET的器件应力，以
及获取大功率密度同时降低射频干扰(RFI)，在服务器电
源和通信电源中，已经采用了几种不同的DC-DC变换器
拓扑。
使用体二极管作为零电压开关(ZVS)的谐振变换器非常
适用于这样的应用场合。特别地，移相ZVS全桥变换器
已被高端电源领域广泛地接受，因为它们借助功率
MOSFETs的等效COSS和变压器漏感，允许所有的开关工
作在ZVS状态下，而无需辅助开关。
然而，ZVS范围非常狭窄，并且续流电流消耗了大量的
循环能量。在20世纪90年代后期，已有功率MOSFET在
移相ZVS全桥拓扑中发生故障的报道。故障的原因之一
是低反向电压导致了体二极管的反向恢复速度较慢。另
外一次故障是在空载或轻载下会出现Cdv/dt直通。这样的
故障不会发生在LLC谐振变换器中，因为LLC谐振变换
器即使在空载状态下依然可以保证ZVS工作模式。
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Figure 1. LLC谐振变换器
Dead time
Dead time
Off
On
Vgs1
On
Off
Vgs2
Vin
Vds1
Vin
Vds2
Ids1
Ids2
Q1
t
Q2
Conduction Channel body
diode
Q2
body
diode &
Channel
Q2
Channel
Q1
body
diode
Q1
body
diode &
Channel
Q1
Channel
Figure 2. 谐振变换器的零电压开关
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正常工作条件下，变换器工作在ZVS状态，但是在过载
或者短路情况下，工作点移动到了ZCS区域，并且串联
谐振变换器特性开始占据优势。在过载或者短路发生过
程中，开关电流增加，ZVS状态消失。在过载条件下，
Lm被一个反射负载RLOAD 完全短路。这样的条件使变换
器工作于ZCS状态。
由于次级没有电感，LLC谐振变换器在高输入电压下仍
然可以获得较高的效率，并且次级整流器电压应力较
小。鉴于这些特有的性能，在众多应用场合中，LLC谐
振变换器正逐渐成为一种流行的拓扑，特别是在服务器
电源、通信电源以及小型平板显示电视电源等应用中尤
为如此。
ZCS模式(谐振点以下)最严重的缺陷是开通时硬开关会
引起二极管的反向恢复应力。此外，导通时开关损耗增
加，并且产生噪声或EMI。二极管关断时dv/dt非常大，
以至于di/dt也较大，继而产生一个很高的反向恢复电流
尖峰。
图1所示为LLC谐振变换器的方框图。图2为其零电压开
关的典型波形。为了保证变换器的正常运行，Q1和Q2
导通期间不可以重叠。为防止MOSFET同时导通必须引
入死区时间。
如图3所示，在延迟时间，电流流经每个MOSFET的体
二极管以保证ZVS工作状态。ZVS状态是由激磁电流引
起的，与负载电流没有关系，所以ZVS工作模式甚至在
空载状态下也可以得到实现。
这些尖峰电流可大于10倍的稳态开关电流峰值。这样的
大电流会导致大量的损耗并使MOSFET发热。接着结温
的上升会降低MOSFET抗dv/dt的能力。在极限情况下，
它有可能毁坏MOSFET，并造成系统崩溃。在特定的应
用场合，负载突然由空载变为过载以及其他极限工作情
况下，都需要系统保持高可靠性[7][8]。
MOSFET的端电压即为体二极管的正向压降，可以忽略
不计。当另外一个MOSFET导通时，该体二极管自然关
断，这样就避免了反向恢复损耗。因此，在通常的ZVS
工作状态下，不必须采用快速恢复MOSFET。
ZVS-ZCS depends
on Q
4
但是，在启动时，LLC谐振变换器中的MOSFET故障与
体二极管较差的反向恢复特性所导致的直通电流有关。
图3为启动时功率MOSFET的第1组5次开关波形。在变
换器启动之前，谐振电容和输出电容已经完全放电。
No load
50% load
100% load
200% load
400% load
500% load
1000% load
3
Gain
相对于正常操作状态，这些空电容能延长启动阶段低端
MOSFET 的 体 二 极 管 的 导 通 时 间 。 因 此 ， 流 经 低 端
MOSFET体二极管的反向恢复电流更高，高到足以在高
端MOSFET开通时产生直通问题。
2
Inductive Load
Region(ZVS)
Capacitive Load
Region(ZCS)
Resonance
1
Over load Condition
Short Circuit Condition
0
0.1
Fr2 at no load
Fr1
1
Fs/Fr
Figure 4. 不同负载条件下LLC谐振变换器的工作点
最坏的情况是短路。在短路过程中，MOSFET流过极高
电流，且频率降低。发生短路时，Lm在响应上消失了。
LLC谐振变换器可以简化为一个由Cr 和Lr 构成的串联谐
振回路，因为Cr只能与 Lr谐振。
Figure 3. 启动阶段功率MOSFET的波形
短路期间的工作模式几乎与过载情况相同，但是短路条
件下更严重，这是因为流经开关体二极管的反向恢复电
流更高。图5所示为短路条件下功率MOSFET的开关波
形。短路时的开关波形与过载情况下相似，但是短路条
件下更高的电流等级会导致MOSFET结温升高并导致故
障的可能性增加。
另外一种故障会发生在特定的条件下，如LLC谐振变换
器过载或者短路的情况。尽管功率MOSFET的电压电流
被限制在安全范围之内，在过载和输出短路的情况下，
仍然会出现一些与直通电流、反向恢复dv/dt和击穿dv/dt
相关的意外故障。
图4所示为在过载和短路情况下工作点的移动状况。如
图4所示，根据不同的工作频率和负载状况，LLC谐振
变换器的DC增益特性被划分为三个区域。谐振频率Fr1
的右侧(蓝色方格)为ZVS区域。左侧(红色方格)为空载下
的最小第二谐振频率Fr2，即ZCS区域。Fr1与Fr2之间的
区域可以是ZVS区域，也可以是ZCS区域，由负载状况
决定的。
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UniFETTM II MOSFET技术
Figure 5. 短路状况下功率MOSFET的波形
MOSFET故障机理
Drain
Cgd
Cdb
Parasitic
BJT
dv/ dt
Gate
Z gs
Rb
Cgs
Figure 7. UniFETTM II MOSFET技术综述
Source
功率MOSFET的体二极管反向恢复时间较长并具有更强
的反向恢复充电能力。尽管性能平平，体二极管已被用
作续流二极管，因为在谐振变换器等应用中它简化了电
路结构，却没有增加系统成本。
Body Diode Irrm
Displacement Current
by Cdb dv/ dt
Figure 6. MOSFET的等效电路
随着越来越多的应用使用本征体二极管作为系统的关键
元件，针对体二极管特性的研究已经开始。快恢复
MOSFET是保证谐振变换器可靠性的一个很好的选择，
但是它也有缺点。延长寿命控制导致了MOSFET通态电
阻进一步增加。由此增加了导通损耗，这对谐振变换器
来说非常关键。另外一种负面影响是漏源之间漏电流增
加。
如图6所示，有一个低值电阻Rb 。寄生双极面结型晶体
管(BJT)的基极与射极基本被源极金属短接一起。因
此，寄生BJT不应该动作。然而，实际中这个低值电阻
用作基极电阻。当有大电流流经Rb 时，作为基极-射极
正向偏置的Rb端电压升得足够高并可触发寄生BJT。一
旦寄生BJT导通，便会形成一个热点，并且由于BJT的
负温度系数将会有更多的电流集聚进来。结果，器件发
生故障。
寿命控制的额外过程引起制造成本增加。为了获得更好
的体二极管特性，经过深入分析MOSFET故障机制，飞
兆半导体公司设计了一款高度优化的功率MOSFET，叫
做UniFET™ II MOSFET，专门用于谐振变换器。它提
升了体二极管的耐用性和COSS中的输出存储能量，使负
面影响最小化。它的反向恢复电流峰值被大幅度抑制，
不会引起器件故障，却没有增加导通电阻。在击穿模式
dv/dt下，它可以承受两倍以上的电流应力。如图8所
示，UniFET™ II MOSFET的反向恢复充电减少了50%；
与竞选器件相比，则减少了88%。
另外一个故障模式是击穿dv/dt。它是击穿dv/dt和静态
dv/dt的综合：器件同时遭受雪崩电流和位移电流。在极
快速切换的情况下，二极管反向恢复过程中漏源电压可
能超过该器件的最大额定值。如果MOSFET由于高电压
尖峰进入击穿模式，换向电流将流经P-N结。
它具有与雪崩击穿完全一致的机制。除了这个过程，高
dv/dt影响了器件的故障点。dv/dt产生了更多的位移电
流，该位移电流与雪崩电流相加，使得期间更容易发生
故障。基本上，故障的根本原因是大电流和高温引起的
寄生BJT导通。然而，主要原因是体二极管反向恢复或
者击穿。实际中，这两种故障模式随机发生，有时则同
时发生。
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从一种状态到反向阻断状态的二极管的开关过程称为反
向恢复。首先，体二极管正向导通一段时间。在此期
间，电荷存储于二极管的P-N结。当反向电压加在二极
管两端时，存储的电荷被释放并返回阻断状态。
Test Condition: VDD=380V, ID=7A, di/dt=200A/µs
10
5
Isd [A]
0
存储电荷的释放通过两种现象进行：反向大电流的流动
与复合。此过程中，有一个反向恢复大电流流过二极
管。这个反向恢复电流流经MOSFET的体二极管，因为
通道已被切断。一些反向恢复电流正好从N+源极下面流
过。
-5
-10
UniFET II
Competitor A
Competitor B
-15
-20
-25
-400
-200
0
200
400
600
800
图10所示为体二极管反向恢复过程中MOSFET的故障波
形。对于竞选器件A，故障正好发生在电流等级达到Irrm
之后，此时峰值反向恢复电流为6.87V/ns。这表明峰值
电流触发了寄生BJT。如图11所示，UniFET™ II在更高
的dv/dt (14.32V/ns)和di/dt(2,850A/us)条件下依然没有发
生故障。
1000
Time [ns]
Figure 8. 体二极管反向恢复波形相比竞选器件UniFET™ II
具有较低Qrr, trr, Irrm值
Table 1.
DUT关键技术指标比较
DUTs
RDS(on)
BVDSS
Max.
ID
Qg
Trr
Qrr
UniFETTMII
0.85
500V
8.0A 18nC
160ns
1.2µC
竞选器件A
0.85
500V
7.2A 32nC
238ns
2.5μC
竞选器件B
0.80
500V
8.0A 45nC 1200ns 10.0μC
MOSFET电容是非线性的，并且依赖于漏源电压，因为
该电容实质为一个结电容。在软开关应用中，MOSFET
输出电容被用作谐振元件。当MOSFET导通时，存储于
变压器中激磁能量引起的电流开始流动，并对MOSFET
输出电容进行放电，使电路工作于ZVS状态。
Figure 10. 体二极管反向恢复期间竞选器件A MOSFET的故
障波形
因此，如果MOSFET输出电容的存储能量太少，在循环
能量不增加的情况下，需要更少的谐振能量就可以实现
软开关。对于典型的开关电源大电容电压而言，
UniFET™ II MOSFET输出电容存储的能量比具有相同
导通电阻的竞选器件大约减少35%。输出电容存储能量
的基准点如图9所示。
120
Figure 11. 体二极管反向恢复期间UniFETTM II MOSFET的耐
受波形
100
TM
UniFET II
Competitor A
Competitor B
Eoss [uJ]
80
60
40
20
0
0
100
200
300
400
500
VDS, Drain-Source Voltage [V]
Figure 9. 输出电容的存储能量
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应用优势
Figure 14. 启动阶段竞选器件A的波形
Figure 12. 短路状态下竞选器件A的波形
Figure 15. 启动阶段UniFETTM ll的波形
为了比较UniFET™ II MOSFET与竞选器件的效率，设
计了一个功率为240W的LLC谐振半桥变换器，其输入
电压为110-220VAC，输出电压的电流分别设置为12V和
20A。次级为同步整流器。测得效率数据如图16所示。
Figure 13. 短路状态下UniFET
TM
相比竞选器件MOSFET，在重载情况下效率提升了约
0.5%。高效率的主要原因为：更低的Qg 和 Eoss值使得开
关损耗和输出电容损耗减少。UniFET™ II MOSFET具
有良好的静电放电能力，约2kV人体模型(HBM)。这种
强大的静电放电能力在防止反向静电故障中具有重要作
用。
ll的波形
图12和图13给出了短路状态下参照器件与UniFET™II
MOSFET的反向恢复特性的对比。在输出短路之后，工
作模式由ZVS状态切换到ZCS状态。竞选器件的峰值漏
源电压超过了额定电压(500V)，而且较大容量的Qrr使得
电流尖峰达到数十倍安培。
即将开通的MOSFET承载另一只MOSFET的反向恢复电
流。输出短路状态下，鉴于更小容量的Qrr ，UniFET™
II MOSFET的电流尖峰相当低，当然器件不会发生故
障。
另外一个故障情况发生在启动阶段。图14和图15给出了
启动阶段竞选器件MOSFET与UniFET™ II MOSFET的
反向恢复特性关键波形的对比。对于竞选器件
MOSFET，体二极管更高的Irm引起了超过27.6A的高等
级短路直通电流。
大 电 流 触 发 了 控 制 IC 的 保 护 功 能 。 UniFET™ II
MOSFET中产生了一个低峰值的电流尖峰。前面提到
MOSFET的这些负面现象可能导致器件故障，如反向恢
复dv/dt和击穿dv/dt。UniFET™ II MOSFET可有效地减
少直通电流，降低漏源峰值电压以及反向恢复dv/dt；这
些都是启动阶段、过载以及短路情况下故障的潜在原
因。
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Figure 16. LLC谐振变换器的效率对比
结论
飞兆半导体功率MOSFET家族新品UniFET™ II将更快速更
强健的本征体二极管特性与快速开关相结合，目的是为
包括谐振变换器在内的众多应用场合提供更好的可靠性
和更高的效率。在减少了门极电荷和输出电容存储能量
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的同时，提高了开关频率，降低了驱动损耗和输出电容
损耗。借助UniFET™ II MOSFET的优良性能，设计人员
可以大幅提高系统可靠性，尤其对于谐振变换器更是如
此。
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Table 2.
APPLICATION NOTE
500V, 600V UniFETTM II 产品系列
器件编号(错误!未找到引用源。)
BVDSS
RDS(ON).max [Ω]
VGS = 10V
Qg.typ [nC]
at VGS = 10V
ID [A]
FDPF3N50NZ
500
2.50
8
3.0
TO-220F
FDD3N50NZ
500
2.50
8
2.5
TO-252 (DPAK)
FDP5N50NZ
500
1.50
9
4.5
TO-220
FDPF5N50NZ
500
1.50
9
4.5
TO-220F
封装
FDD5N50NZ
500
1.50
9
4.0
TO-252 (DPAK)
FDPF5N50NZF
500
1.75
9
4.2
TO-220F
FDD5N50NZF
500
1.75
9
3.7
TO-252 (DPAK)
FDPF5N50NZU
500
2.00
9
4.0
TO-220F
FDP8N50NZ
500
0.85
14
8.0
TO-220
FDPF8N50NZ
500
0.85
14
8.0
TO-220F
FDD8N50NZ
500
0.85
14
6.5
TO-252 (DPAK)
FDPF8N50NZF
500
1.00
14
7.0
TO-220F
FDPF8N50NZU
500
1.20
14
6.5
TO-220F
FDP12N50NZ
500
0.52
25
11.5
TO-220
FDPF12N50NZ
500
0.52
25
11.5
TO-220F
FDP22N50N
500
0.21
49
22.0
TO-220
FDPF5N60NZ
600
2.00
11
4.5
TO-220F
FDD5N60NZ
600
2.00
11
4.0
TO-252 (DPAK)
FDP7N60NZ
600
1.25
13
6.5
TO-220
FDPF7N60NZ
600
1.25
13
6.5
TO-220F
FDD7N60NZ
600
1.25
13
5.5
TO-252 (DPAK)
FDU7N60NZ
600
1.25
13
5.5
TO-251 (IPAK)
FDD7N60NZU
600
1.70
13
4.6
TO-252 (DPAK)
FDP10N60NZ
600
0.75
27
10.0
TO-220
FDPF10N60NZ
600
0.75
27
10.0
TO-220F
FDP12N60NZ
600
0.65
30
12.0
TO-220
FDPF12N60NZ
600
0.65
30
12.0
TO-220F
FDPF17N60N
600
0.34
48
17.0
TO-220F
Note:
1. 器件后缀: N =UniFET™ II, Z = 内部ESD二极管.
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参考文件
[1] N. Mohan, T. M. Undeland and W. P. Robbins, “Power Electronics, Converters, Applications, and Design,” John Wiley
& Son, Inc., New York 1995, 2nd Edition.
[2] R. Farrington, M. M. Jovanovic, and F. C. Lee, “Analysis of Reactive Power in Resonant Converters,” Proc. IEEE
PESC ’92, 1992.
[3] Hubert Aigner. Et al., “Improving the Full-Bridge Phase-shift ZVT Converter for Failure-Free Operation Under
Extreme Conditions in Welding and Similar Applications,” IEEE Proceedings of Industrial Application Society Annual
Meeting. St. Luis, 1998.
[4] Sampat Shekhawat, Mark Rinehimer, Bob Brokway, “FCS Fast Body Diode MOSFET for Phase-Shifted ZVS Full Bridge
DC/DC Converter,” Fairchild Application Note AN-7536.
[5] Wonsuk Choi and Sungmo Young, “Improving System Reliability Using FRFET® in LLC Resonant Converters,” PESC
2008, June 2008.
[6] Wonsuk Choi, Sungmo Young, Dongwook Kim, “Analysis of MOSFET Failure Modes in LLC Resonant Converter,”
INTELEC 2009, October 2009.
[7] Hangseok Choi, “Analysis and Design of LLC Resonant Converter with Integrated Transformer,” APEC 2007, Feb.
2007.
[8] Bo Yang, F. C. Lee, and Concannon, “Over-Current Protection Methods for LLC Resonant Converter,” APEC 2003,
Feb. 2003.
Author
Won-suk Choi and Sungmo Young, Application Engineering
HV PCIA PSS Team / Fairchild Semiconductor
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A critical component is any component of a life support
device or system whose failure to perform can be reasonably
expected to cause the failure of the life support device or
system, or to affect its safety or effectiveness.
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